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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Abwärtsstabilisatoren schalten. Vergleichsdaten
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Referenzmaterialien Der unseren Lesern präsentierte Artikel beschreibt zwei gepulste Abwärtsstabilisatoren: auf diskreten Elementen und auf einer speziellen Mikroschaltung. Das erste Gerät ist für die Versorgung von Kfz-Geräten mit einer Spannung von 12 Volt an das 24-Volt-Bordnetz von Lkw und Bussen konzipiert. Das zweite Gerät ist die Basis für ein Labornetzteil. Einen besonderen Platz in der Entwicklungsgeschichte der Leistungselektronik nehmen Schaltspannungsstabilisatoren (Step-Down, Step-Up und Invertierung) ein. Vor nicht allzu langer Zeit verfügte jede Stromquelle mit einer Ausgangsleistung von mehr als 50 W über einen Abwärtsschaltstabilisator. Heutzutage ist der Anwendungsbereich solcher Geräte aufgrund der Kostensenkung bei Netzteilen mit transformatorlosem Eingang zurückgegangen. Dennoch erweist sich der Einsatz von gepulsten Abwärtsstabilisatoren in manchen Fällen als wirtschaftlicher als jeder andere Gleichspannungswandler. Das Funktionsdiagramm eines Abwärtsschaltstabilisators ist in Abb. dargestellt. 1 und Zeitdiagramme, die seinen Betrieb im Modus des kontinuierlichen Induktorstroms L erläutern, sind in Abb. 2. Während ton ist der elektronische Schalter S geschlossen und der Strom fließt durch den Stromkreis: Pluspol des Kondensators Cw, Widerstandsstromsensor Rdt, Speicherdrossel L, Kondensator Cw, Last, Minuspol des Kondensators Cw. In diesem Stadium ist der Drosselstrom lL gleich dem elektronischen Kommutatorstrom S und steigt nahezu linear von lLmin auf lLmax an.
Basierend auf einem Nichtübereinstimmungssignal vom Vergleichsknoten oder einem Überlastsignal von einem Stromsensor oder einer Kombination aus beidem schaltet der Generator den elektronischen Schalter S in einen offenen Zustand. Da sich der Strom durch die Induktivität L nicht sofort ändern kann, öffnet sich unter dem Einfluss der Selbstinduktions-EMK die Diode VD und der Strom lL fließt durch den Stromkreis: die Kathode der Diode VD, die Induktivität L, der Kondensator СВХ, die Last, die Anode der Diode VD. Während tlKl, wenn der elektronische Kommutator S geöffnet ist, fällt der Drosselstrom lL mit dem Diodenstrom VD zusammen und nimmt linear ab lLmax bis lL min. Während der Periode T empfängt der Kondensator Cout einen Ladungszuwachs ΔQout und gibt ihn ab. entsprechend dem schraffierten Bereich im Zeitdiagramm des aktuellen lL [1]. Dieses Inkrement bestimmt die Amplitude der Welligkeitsspannung ΔUCout am Kondensator Cout und an der Last. Beim Schließen des elektronischen Schalters schließt die Diode. Dieser Vorgang geht mit einem starken Anstieg des Kommutatorstroms auf den Ismax-Wert einher, da der Widerstand des Stromkreises – Stromsensor, geschlossener Kommutator, Freilaufdiode – sehr klein ist. Um dynamische Verluste zu reduzieren, sollten Dioden mit kurzer Sperrverzögerungszeit verwendet werden. Darüber hinaus müssen die Dioden von Abwärtsreglern einem hohen Sperrstrom standhalten. Mit der Wiederherstellung der Schließeigenschaften der Diode beginnt die nächste Umwandlungsperiode. Wenn ein schaltender Abwärtsregler bei niedrigem Laststrom arbeitet, wechselt er möglicherweise in den intermittierenden Induktorstrommodus. In diesem Fall stoppt der Induktorstrom in dem Moment, in dem der Schalter schließt, und sein Anstieg beginnt bei Null. Der intermittierende Strommodus ist unerwünscht, wenn der Laststrom nahe am Nennstrom liegt, da in diesem Fall eine erhöhte Welligkeit der Ausgangsspannung auftritt. Die optimalste Situation ist, wenn der Stabilisator im kontinuierlichen Induktorstrommodus bei maximaler Last und im intermittierenden Strommodus arbeitet, wenn die Last auf 10 bis 20 % der Nennlast reduziert wird. Die Ausgangsspannung wird durch Änderung des Verhältnisses der Zeit, in der der Schalter geschlossen ist, zur Impulswiederholungsperiode reguliert. Dabei sind je nach Schaltungsaufbau verschiedene Möglichkeiten zur Umsetzung des Steuerverfahrens möglich. Bei Geräten mit Relaisregelung wird der Übergang vom Ein-Zustand des Schalters in den Aus-Zustand durch den Vergleichsknoten bestimmt. Wenn die Ausgangsspannung größer als die eingestellte Spannung ist, wird der Schalter ausgeschaltet und umgekehrt. Wenn Sie die Impulswiederholungsperiode festlegen, kann die Ausgangsspannung durch Ändern der Einschaltdauer des Schalters angepasst werden. Teilweise werden Methoden eingesetzt, bei denen entweder der Zeitpunkt des geschlossenen oder der Zeitpunkt des geöffneten Zustands des Schalters erfasst wird. Bei allen Steuermethoden ist es erforderlich, den Induktorstrom im geschlossenen Zustand des Schalters zu begrenzen, um vor einer Ausgangsüberlastung zu schützen. Zu diesem Zweck wird ein Widerstandssensor oder ein Impulsstromwandler verwendet. Wir werden die Hauptelemente eines Impulsabwärtsstabilisators auswählen und ihre Modi anhand eines konkreten Beispiels berechnen. Alle dabei verwendeten Zusammenhänge werden auf Basis der Analyse des Funktionsdiagramms und der Zeitdiagramme ermittelt und auf der Methodik [1] basiert. Es sei notwendig, einen gepulsten Abwärtsstabilisator mit folgenden Parametern zu berechnen: UBX=18...32 V, Ulx=12B, Iout=5A. 1. Basierend auf einem Vergleich der Anfangsparameter und der maximal zulässigen Strom- und Spannungswerte mehrerer leistungsstarker Transistoren und Dioden wählen wir zunächst den bipolaren Verbundtransistor KT853G (elektronischer Schalter S) und die Diode KD2997V (VD) aus. [2, 3]. 2. Berechnen Sie den minimalen und maximalen Füllfaktor: γmin=t und min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmax = t und max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, wobei Upp=0,8 V ist Durchlassspannungsabfall an der Diode VD, erhalten aus dem Vorwärtszweig der Strom-Spannungs-Kennlinie für einen Strom gleich Iout im ungünstigsten Fall; Usbcl = 2 V – Sättigungsspannung des KT853G-Transistors, der die Funktion des Schalters S übernimmt, mit einem Stromübertragungskoeffizienten im Sättigungsmodus h21e = 250; URdT = 0,3 V – Spannungsabfall am Stromsensor bei Nennlaststrom. 3. Wählen Sie die maximale und minimale Wandlungshäufigkeit aus. Dieser Punkt wird ausgeführt, wenn die Impulswiederholungsperiode nicht konstant ist. Wir wählen eine Steuermethode mit einer festen Dauer des offenen Zustands des elektronischen Schalters. In diesem Fall ist die folgende Bedingung erfüllt: t=( 1 – γmax)/fmin = ( 1 – γmin)/fmax=const. Da die Umschaltung auf den KT853G-Transistor erfolgt, der schlechte dynamische Eigenschaften aufweist, werden wir die maximale Wandlungsfrequenz relativ niedrig wählen: fmax = 25 kHz. Dann kann die minimale Konvertierungshäufigkeit definiert werden als fmin = fmax( 1 – γmax)/( 1 – γmin) = 25 103]( 1 – 0,78)/(1 – 0,42) = 9,48 kHz. 4. Berechnen Sie die Verlustleistung am Schalter. Statische Verluste werden durch den Effektivwert des durch den Schalter fließenden Stroms bestimmt. Da die aktuelle Form trapezförmig ist, gilt Is = Iout Dynamische Verluste am Switch Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), Dabei ist Ismax die Amplitude des Schaltstroms aufgrund der Sperrverzögerung der Diode VD. Wenn wir lSmax=2lBыX nehmen, erhalten wir Рsdin=0fmax UBX max Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W, wobei tf=8,12·0,78-10 s ist die Dauer der Vorderseite des Stromimpulses durch den Schalter, tcn=6·2-10 s ist die Dauer des Abfalls. Die Gesamtverluste am Schalter sind: Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W. Wenn am Schalter statische Verluste vorherrschen, hätte die Berechnung für die minimale Eingangsspannung bei maximalem Induktorstrom durchgeführt werden müssen. In Fällen, in denen es schwierig ist, die vorherrschende Art der Verluste vorherzusagen, werden diese sowohl bei der minimalen als auch bei der maximalen Eingangsspannung ermittelt. 5. Wir berechnen die Verlustleistung an der Diode. Da die Form des Stroms durch die Diode ebenfalls trapezförmig ist, definieren wir seinen Effektivwert als Statische Verluste an der Diode PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. Die dynamischen Verluste der Diode sind hauptsächlich auf Verluste während der Sperrverzögerung zurückzuführen: РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max ·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W , wobei tOB=0,2-1C-6 s die Sperrverzögerungszeit der Diode ist. Die Gesamtverluste an der Diode betragen: PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W. 6. Wählen Sie einen Kühlkörper aus. Das Hauptmerkmal eines Kühlkörpers ist sein Wärmewiderstand, der als Verhältnis zwischen der Temperaturdifferenz zwischen der Umgebung und der Oberfläche des Kühlkörpers und der von ihm abgegebenen Leistung definiert ist: Rg=ΔТ/Рrass. In unserem Fall sollten der Schalttransistor und die Diode durch isolierende Abstandshalter am selben Kühlkörper befestigt werden. Um den Wärmewiderstand der Dichtungen nicht zu berücksichtigen und die Berechnung nicht zu erschweren, wählen wir die Oberflächentemperatur niedrig, etwa 70°C. Dann beträgt bei einer Umgebungstemperatur von 40°C ΔT = 70-40 = 30°C. Der Wärmewiderstand des Kühlkörpers beträgt für unseren Fall Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W. Der Wärmewiderstand für die natürliche Kühlung wird üblicherweise in den Referenzdaten des Kühlkörpers angegeben. Um die Größe und das Gewicht des Geräts zu reduzieren, können Sie eine Zwangskühlung mittels Lüfter nutzen. 7. Berechnen Sie die Drosselparameter. Berechnen wir die Induktivität des Induktors: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94 μH. Als Material für den Magnetkreis wählen wir gepresstes Mo-Permalloy MP 140 [4]. Der variable Anteil des Magnetfeldes im Magnetkern ist in unserem Fall so bemessen, dass Hystereseverluste kein limitierender Faktor sind. Daher kann die maximale Induktion im linearen Abschnitt der Magnetisierungskurve nahe dem Wendepunkt gewählt werden. Das Arbeiten an einem gekrümmten Abschnitt ist unerwünscht, da in diesem Fall die magnetische Permeabilität des Materials geringer ist als die ursprüngliche. Dies wiederum führt dazu, dass die Induktivität mit zunehmendem Induktorstrom abnimmt. Wir wählen die maximale Induktion Bm gleich 0,5 T und berechnen das Volumen des Magnetkreises: Vp=μμ0 L(αIвx)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 , wobei μ=140 die anfängliche magnetische Permeabilität des MP0-Materials ist; μ4=10π·7-XNUMX H/m – magnetische Konstante. Basierend auf dem berechneten Volumen wählen wir den Magnetkreis aus. Aufgrund der Konstruktionsmerkmale besteht der MP140-Permalloy-Magnetkreis normalerweise aus zwei gefalteten Ringen. In unserem Fall sind KP24x13x7-Ringe geeignet. Die Querschnittsfläche des Magnetkerns beträgt Sc=20,352 =0,7 cm2 und die durchschnittliche Länge der Magnetlinie beträgt λс=5,48 cm. Das Volumen des ausgewählten Magnetkerns beträgt: VC=SC· λс=0,7 5,48 =3,86 cm3>Vp . Berechnen Sie die Anzahl der Windungen: Der Durchmesser des Drahtes mit Isolierung wird auf der Grundlage der Tatsache bestimmt, dass die Wicklung in einer Lage Windung für Windung entlang des Innenumfangs des Magnetkreises verlegt werden muss: di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42 mm, wobei dK=13 mm – Innendurchmesser des Magnetkreises; k3=0,8 – Füllfaktor des Magnetkreisfensters mit der Wicklung. Wir wählen den Draht PETV-2 mit einem Durchmesser von 1,32 mm. Vor dem Aufwickeln des Drahtes sollte der Magnetkreis mit einer 20 Mikrometer dicken und 6...7 mm breiten PET-E-Folie in einer Schicht isoliert werden. 8. Berechnen Sie die Kapazität des Ausgangskondensators: CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25 ·103)2]=1250 µF, wobei ΔUСвх=0,01 V der Welligkeitsbereich am Ausgangskondensator ist. Die obige Formel berücksichtigt nicht den Einfluss des internen Serienwiderstands des Kondensators auf die Welligkeit. Unter Berücksichtigung dieser Tatsache und einer Toleranz von 20 % für die Kapazität von Oxidkondensatoren wählen wir zwei K50-35-Kondensatoren für eine Nennspannung von 40 V mit einer Kapazität von jeweils 1000 μF aus. Die Wahl von Kondensatoren mit erhöhter Nennspannung ist darauf zurückzuführen, dass mit zunehmendem Parameter der Serienwiderstand der Kondensatoren abnimmt. Das gemäß den bei der Berechnung erhaltenen Ergebnissen entwickelte Diagramm ist in Abb. dargestellt. 3.
Schauen wir uns die Funktionsweise des Stabilisators genauer an. Im geöffneten Zustand des elektronischen Schalters – Transistor VT5 – entsteht am Widerstand R14 (Stromsensor) eine Sägezahnspannung. Wenn er einen bestimmten Wert erreicht, öffnet der Transistor VT3, was wiederum den Transistor VT2 öffnet und den Kondensator C3 entlädt. In diesem Fall schließen die Transistoren VT1 und VT5 und die Schaltdiode VD3 öffnet. Die zuvor geöffneten Transistoren VT3 und VT2 werden geschlossen, der Transistor VT1 öffnet jedoch erst, wenn die Spannung am Kondensator C3 einen Schwellenwert erreicht, der seiner Öffnungsspannung entspricht. Dadurch entsteht ein Zeitintervall, in dem der Schalttransistor VT5 geschlossen ist (ca. 30 µs). Am Ende dieses Intervalls öffnen die Transistoren VT1 und VT5 und der Vorgang wiederholt sich erneut. Der Widerstand R10 und der Kondensator C4 bilden einen Filter, der den Spannungsstoß an der Basis des Transistors VT3 aufgrund der Sperrverzögerung der Diode VD3 unterdrückt. Für den Siliziumtransistor VT3 beträgt die Basis-Emitter-Spannung, bei der er in den aktiven Modus wechselt, etwa 0,6 V. In diesem Fall wird am Stromsensor R14 eine relativ große Verlustleistung abgegeben. Um die Spannung am Stromsensor zu reduzieren, bei der der Transistor VT3 öffnet, wird seiner Basis über die VD0,2R2R7R8-Schaltung eine konstante Vorspannung von etwa 10 V zugeführt. Der Basis des Transistors VT4 wird von einem Teiler, dessen oberer Arm durch die Widerstände R15, R12 und dessen unterer Arm durch den Widerstand R13 gebildet wird, eine zur Ausgangsspannung proportionale Spannung zugeführt. Die Schaltung HL1R9 erzeugt eine Referenzspannung, die der Summe des Durchlassspannungsabfalls über der LED und dem Emitterübergang des Transistors VT4 entspricht. In unserem Fall beträgt die Referenzspannung 2,2 V. Das Fehlanpassungssignal ist gleich der Differenz zwischen der Spannung an der Basis des Transistors VT4 und der Referenzspannung. Die Ausgangsspannung wird stabilisiert, indem das vom Transistor VT4 verstärkte Fehlanpassungssignal mit der Spannung basierend auf dem Transistor VT3 summiert wird. Nehmen wir an, dass die Ausgangsspannung gestiegen ist. Dann wird die Spannung an der Basis des Transistors VT4 größer als die beispielhafte Spannung. Der Transistor VT4 öffnet sich leicht und verschiebt die Spannung an der Basis des Transistors VT3, sodass dieser ebenfalls zu öffnen beginnt. Folglich öffnet der Transistor VT3 bei einem niedrigeren Pegel der Sägezahnspannung am Widerstand R14, was zu einer Verkürzung des Zeitintervalls führt, in dem der Schalttransistor geöffnet ist. Die Ausgangsspannung wird dann sinken. Sinkt die Ausgangsspannung, verläuft der Regelungsvorgang ähnlich, erfolgt jedoch in umgekehrter Reihenfolge und führt zu einer Verlängerung der Öffnungszeit des Schalters. Da der Strom des Widerstands R14 direkt an der Bildung der Öffnungszeit des Transistors VT5 beteiligt ist, gibt es hier zusätzlich zur üblichen Ausgangsspannungsrückkopplung eine Stromrückkopplung. Dadurch können Sie die Ausgangsspannung ohne Last stabilisieren und eine schnelle Reaktion auf plötzliche Stromänderungen am Geräteausgang gewährleisten. Bei einem Lastkurzschluss oder einer Überlastung geht der Stabilisator in den Strombegrenzungsmodus. Die Ausgangsspannung beginnt bei einem Strom von 5,5 bis 6 A zu sinken, und der Schaltungsstrom beträgt etwa 8 A. In diesen Modi wird die Einschaltzeit des Schalttransistors auf ein Minimum reduziert, was die Verlustleistung reduziert darauf. Bei einer Fehlfunktion des Stabilisators, die durch den Ausfall eines der Elemente verursacht wird (z. B. Ausfall des Transistors VT5), steigt die Spannung am Ausgang. In diesem Fall kann der Ladevorgang fehlschlagen. Um Notsituationen vorzubeugen, ist der Wandler mit einer Schutzeinheit ausgestattet, die aus einem Thyristor VS1, einer Zenerdiode VD1, einem Widerstand R1 und einem Kondensator C1 besteht. Wenn die Ausgangsspannung die Stabilisierungsspannung der Zenerdiode VD1 überschreitet, beginnt ein Strom durch sie zu fließen, der den Thyristor VS1 einschaltet. Sein Einschluss führt zu einem Abfall der Ausgangsspannung auf nahezu Null und zum Durchbrennen der Sicherung FU1. Das Gerät ist für die Versorgung von 12-Volt-Audiogeräten, die hauptsächlich für Personenkraftwagen bestimmt sind, aus dem Bordnetz von Lastkraftwagen und Bussen mit einer Spannung von 24 V ausgelegt. Dies liegt daran, dass die Eingangsspannung in diesem Fall eine geringe Welligkeit aufweist Der Kondensator C2 hat eine relativ kleine Kapazität. Es reicht nicht aus, wenn der Stabilisator direkt von einem Netztransformator mit Gleichrichter gespeist wird. In diesem Fall sollte der Gleichrichter mit einem Kondensator mit einer Kapazität von mindestens 2200 μF für die entsprechende Spannung ausgestattet sein. Der Transformator muss eine Gesamtleistung von 80...100 W haben. Der Stabilisator verwendet Oxidkondensatoren K50-35 (C2, C5, C6). Kondensator C3 ist ein Folienkondensator K73-9, K73-17 usw. geeigneter Größe, C4 ist Keramik mit geringer Selbstinduktivität, zum Beispiel K10-176. Alle Widerstände außer R14 sind C2-23 mit der entsprechenden Leistung. Der Widerstand R14 besteht aus einem 60 mm langen Stück PEK 0,8-Konstantandraht mit einem linearen Widerstand von ca. 1 Ohm/m. Eine Zeichnung einer Leiterplatte aus einseitig folienbeschichtetem Fiberglas ist in Abb. dargestellt. 4.
Diode VD3, Transistor VD5 und Thyristor VS1 sind über ein isolierendes Wärmeleitpad mit Kunststoffbuchsen am Kühlkörper befestigt. Auch die Platine ist am selben Kühlkörper befestigt. Das Aussehen des zusammengebauten Geräts ist in Abb. dargestellt. 5.
Heute ist die Entwicklung von Schaltstabilisatoren viel einfacher geworden. Integrierte Schaltkreise, die alle notwendigen Komponenten enthalten, sind verfügbar geworden (auch zu einem Preis). Darüber hinaus begannen Hersteller von Halbleiterbauelementen, ihren Produkten zahlreiche Anwendungsinformationen mit typischen Anschlussschaltungen beizufügen, die den Verbraucher in den allermeisten Fällen zufriedenstellen. Dadurch entfallen bei der Entwicklung praktisch Vorkalkulationen und Prototypenerstellung. Ein Beispiel hierfür ist die Mikroschaltung KR1155EU2 [5]. Es besteht aus einem Schalter, einem Stromsensor, einer Referenzspannungsquelle (5,1 V ± 2 %), einer Thyristor-Steuereinheit zum Schutz vor Überspannung an der Last, einer Sanftanlaufeinheit, einer Reset-Einheit für externe Geräte, einer Einheit für die Fernbedienung Abschaltung und eine Schutzeinheit schützt vor Überhitzung. Betrachten Sie ein Labornetzteil, das auf der Basis von KR1155EU2 entwickelt wurde. Technische Eigenschaften
Das Gerätediagramm ist in Abb. dargestellt. 6. Es unterscheidet sich kaum vom Standard-Anschlussplan und die Positionsbezeichnungen der Elemente sind gleich. Hier wird ein Steuerungsverfahren mit fester Pulswiederholungsperiode, also eine Pulsweitensteuerung, implementiert.
Kondensator C1 ist ein Eingangsfilter. Es verfügt über eine größere Kapazität als im typischen Anschlussplan angegeben, was auf den relativ hohen Stromverbrauch zurückzuführen ist. Die Widerstände R1 und R2 steuern den Grad des Stromschutzes. Der maximale Gesamtwiderstand entspricht dem maximalen Schutzauslösestrom und der minimale Widerstand entspricht dem minimalen Strom. Mit Hilfe des Kondensators C4 startet der Stabilisator reibungslos. Darüber hinaus bestimmt seine Kapazität die Wiederanlaufdauer bei Überschreiten der aktuellen Schutzschwelle. Widerstand R5 und Kondensatoren C5, C6 sind Elemente der Frequenzkompensation des internen Fehlerverstärkers. Kondensator C3 und Widerstand R3 bestimmen die Trägerfrequenz des Pulsweitenwandlers. Der Kondensator C2 legt die Zeit zwischen einem starken Abfall der Ausgangsspannung (verursacht durch äußere Gründe, z. B. eine kurzzeitige Ausgangsüberlastung) und dem Übergang des RESO-Signals (Pin 14 DA1) in einen dem Normalbetrieb entsprechenden Zustand fest, wenn Der zwischen den RESO- und GND-Pins innerhalb der Mikroschaltung angeschlossene Transistor schließt. Der Widerstand R6 stellt die offene Kollektorlast dieses Transistors bereit. Wenn Sie das RESO-Signal verwenden und es an eine andere Spannung als die Ausgangsspannung des Stabilisators binden möchten, wird der Widerstand R6 nicht installiert und die offene Kollektorlast im RESO-Signalempfänger angeschlossen. Der Widerstand R4 stellt am INHI-Eingang (Pin 6 von DA1) Nullpotential bereit, was dem normalen Betrieb der Mikroschaltung entspricht. Der Stabilisator kann durch ein externes High-TTL-Signal ausgeschaltet werden. Die Verwendung der KD636AS-Diode (ihr zulässiger Gesamtstrom übersteigt den in diesem Stabilisator erforderlichen Wert erheblich) ermöglicht eine Steigerung des Wirkungsgrads um 3 bis 5 % bei leicht steigenden Kosten des Geräts. Dies führt zu einer Verringerung der Temperatur des Kühlkörpers und damit zu einer Verringerung seiner Abmessungen und seines Gewichts. Die Widerstände R7 und R8 dienen zur Regelung der Ausgangsspannung. Wenn sich der Schieber des Widerstands R7 gemäß der Schaltung in der unteren Position befindet, ist die Ausgangsspannung minimal und gleich der Referenzspannung der Mikroschaltung DA1 bzw. in der oberen Position ist die Ausgangsspannung maximal. SCR VS1 wird durch das CBO-Signal (Pin 15 von DA1) geöffnet, wenn die Spannung am CBI-Eingang (Pin 1 von DA1) den internen Referenzwert des DA1-Chips um etwa 20 % überschreitet. Dies schützt die Last vor Überspannung am Ausgang. Alle Oxidkondensatoren sind K50-35, außer C1 - K50-53. Der Kondensator C6 besteht aus Keramik K10-176, der Rest besteht aus Film (K73-9, K73-17 usw.). Alle Festwiderstände sind C2-23. Variable Widerstände R2 und R7 - SPZ-4aM mit einer Leistung von 0,25 W. Sie werden mit Klammern auf der Platine montiert. Der Induktor L1 ist auf zwei gefaltete Ringmagnetkerne K20x 12x6,5 aus MP140 Permalloy gewickelt. Die Wicklung enthält 42 Windungen PETV-2 1,12-Draht, gewickelt in zwei Schichten: die erste - 27-28 Windungen, die zweite - der Rest. Der Stabilisator ist auf einer Platte aus einseitig folienbeschichtetem Fiberglas montiert. Die Platinenzeichnung ist in Abb. dargestellt. 7.
Mikroschaltung, Diode und Thyristor sind auf einem Kühlkörper montiert. In diesem Fall muss der Mikroschaltkreis in den meisten Fällen nicht von der Oberfläche des Kühlkörpers isoliert werden, da sein Flansch mit Pin 8 (GND) verbunden ist. Diode und Thyristor müssen isoliert sein. Die Auswahl des Kühlkörpers basiert auf einer Verlustleistung von ca. 15...20 W und einer Überhitzung von 30 °C. Sie können die Größe und das Gewicht des Kühlkörpers reduzieren, indem Sie (wenn möglich) einen Lüfter verwenden. Besonderes Augenmerk sollte auf den Netztransformator und den Gleichrichter gelegt werden. Der Transformator ist für eine Ausgangsleistung von mindestens 150 W und eine Leerlaufausgangsspannung von ca. 33 V ausgelegt. Bei maximaler Belastung ist eine Reduzierung der Ausgangsspannung um maximal 1,5 V gegenüber der Leerlaufspannung zulässig . Der Gleichrichter ist für einen Strom von 3,5...2 A ausgelegt, wobei der Gesamtspannungsabfall an seinen Dioden maximal XNUMX V beträgt. Der Gleichrichter (bei monolithischer Bauweise) oder einzelne Dioden können auf dem gleichen Sockel montiert werden sinken als Stabilisator. Ein Impulsumrichter kann eine gute Alternative zu einem Netztransformator und Gleichrichter sein. Wenn Sie die beiden getesteten Geräte analysieren, können Sie ihre Unterschiede erkennen. Offensichtlich ist der erste Stabilisator günstiger als der zweite. Darüber hinaus liegen die Möglichkeiten, die Kosten des ersten Typs weiter zu senken, auf der Hand (Ersatz der KD2997V-Diode durch eine KD213V-Diode mit einer leichten Verschlechterung des Wirkungsgrads und einem teuren Permaploid mit einem billigen Ferrit-Magnetkern). Beim zweiten Gerät ist der KD213V (sowie der KD2997V) aufgrund der Trägheit nicht mehr geeignet und ein Austausch des Magnetkerns führt nicht zu einer spürbaren Kostenreduzierung. Teile für den ersten Stabilisator sind auf dem Schreibtisch eines jeden Funkamateurs zu finden, was man vom zweiten nicht sagen kann. Allerdings erfordert das erste Gerät einen erhöhten Zeitaufwand in der Designphase. Darüber hinaus verfügt es über eine größere Anzahl an Elementen mit geringerer Funktionalität. Literatur
Autor: Yu.Semenov, Rostow am Don
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wobei α=lLmax /llx=1,25 das Verhältnis des maximalen Induktorstroms zum Ausgangsstrom ist. Der Koeffizient a wird im Bereich von 1,2...1,6 gewählt. Statische Verluste des Schalters PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W.
Wir nehmen die Anzahl der Windungen gleich 23.
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