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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Grundlagen der Theorie der Frequenzsynthesizer. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Frequenzsynthesizer Einführung Ein Phasenregelkreis (PLL)-System ist ein weit verbreiteter Originalknoten, der von einigen Firmen als separater IC hergestellt wird. Die PLL enthält einen Phasendetektor, einen Verstärker und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) und ist eine Kombination aus analoger und digitaler Technologie. Wir werden uns kurz die Anwendungen von PLLs für Tondecodierung, AM- und FM-Demodulation, Frequenzvervielfachung, Frequenzsynthese, Signaltaktung unter Rauschbedingungen (z. B. magnetische Aufzeichnung) und Signalwiederherstellung ansehen. Es gibt eine traditionelle Anti-PLL-Voreingenommenheit, die teilweise auf die Schwierigkeit zurückzuführen ist, eine PLL auf diskreten Komponenten zu implementieren, und teilweise auf der Überzeugung basiert, dass eine PLL nicht zuverlässig genug arbeiten kann. Das derzeitige Aufkommen einer großen Anzahl kostengünstiger und einfach zu verwendender PLL-Geräte ermöglicht es Ihnen jedoch, das erste Hindernis für deren weit verbreiteten Einsatz schnell zu beseitigen. Bei richtiger Auslegung und Nutzung bis an ihre Grenzen ist eine PLL ein ebenso zuverlässiges Schaltungselement wie ein Operationsverstärker oder ein Flip-Flop.
Die klassische PLL-Schaltung ist in Abb. 1 dargestellt. Der Phasendetektor vergleicht die Frequenzen der beiden Eingangssignale und erzeugt ein Ausgangssignal, das ein Maß für ihre Phasenfehlanpassung ist (wenn sie sich beispielsweise in der Frequenz unterscheiden, wird ein periodischer Differenzfrequenzausgang erzeugt). Wenn die Frequenzen fin und fgoon nicht gleich sind, beeinflusst das Phasenfehlersignal nach dem Filtern und Verstärken den VCO, wodurch die Frequenz fgoon näher an fin gebracht wird. Im Normalmodus „sperrt“ der VCO schnell die Frequenz fin und behält eine konstante Phasenverschiebung in Bezug auf das Eingangssignal bei. Da nach dem Filtern der Ausgang des Phasendetektors eine Gleichspannung ist und das Steuersignal des VCO ein Maß für die Eingangsfrequenz ist, ist es klar, dass die PLL zur FM-Erkennung und Tondecodierung (in digitalen Telefonen) verwendet werden kann Leitungsübertragung). Der VCO-Ausgang erzeugt ein Signal mit einer Frequenzfin; gleichzeitig ist es eine „gereinigte“ Kopie der Signalflosse, die selbst von Störungen betroffen sein kann. Da das periodische Ausgangssignal des VCO jede beliebige Form haben kann (dreieckig, sinusförmig usw.), ermöglicht dies die Bildung beispielsweise eines sinusförmigen Signals, das mit der Eingangsimpulsfolge synchronisiert ist. Häufig verwenden PLL-Schaltungen einen Modulo-n-Zähler, der zwischen den Ausgang des VCO und den Phasendetektor geschaltet ist. Mit diesem Zähler wird eine Frequenz erhalten, die ein Vielfaches der Referenzfrequenz des Faxeingangs ist. Dies ist praktisch, um in integrierenden Umrichtern (zweistufig oder mit Ladungsausgleich) Taktimpulse zu erzeugen, die ein Vielfaches der Netzfrequenz sind, um Netzstörungen zu unterdrücken. Auf der Grundlage solcher Schemata werden auch Frequenzsynthesizer gebaut. PLL-Gerätekomponenten Phasendetektor. Derzeit gibt es zwei Haupttypen von Phasendetektoren, die manchmal als Typ 1 und Typ 2 bezeichnet werden. Der Detektor vom Typ 1 arbeitet mit analogen oder digitalen Rechtecksignalen, während der Detektor vom Typ 2 mit digitalen Schaltsignalen (Flanken) arbeitet. Vertreter vom Typ 1 sind IC565 (linear) und 4044 (TTL), Typ 2-4046 (CMOS). Der einfachste (digitale) Phasendetektor vom Typ 1 ist das XOR-Gatter, dessen Schaltung in Abb. 2 dargestellt ist. Die gleiche Abbildung zeigt die Abhängigkeit der Ausgangsspannung des Detektors (nach Tiefpassfilterung) von der Phasendifferenz für rechteckige Eingangssignale mit einem Tastverhältnis von 50%. Der (lineare) Phasendetektor vom Typ 1 hat ähnliche Phaseneigenschaften, obwohl er auf einem "Vier-Quadrat"-Multiplizierer basiert, der auch als "symmetrischer Mischer" bekannt ist. Phasendetektoren dieses Typs sind hochgradig linear und werden zur synchronen Detektion verwendet.
Phasendetektoren vom Typ 2 reagieren nur auf die relative Position der Flanken des Eingangssignals und des Signals am Ausgang des VCO, wie in Abbildung 3 gezeigt. Abhängig davon, ob die Flanke des VCO-Ausgangssignals vor oder nach der Flanke des Referenzsignals erscheint, erzeugt der Ausgang des Phasenkomparators Vorlauf- bzw. Nachlaufimpulse.
Die Dauer dieser Impulse, wie in der Figur gezeigt, ist gleich dem Zeitintervall zwischen den Flanken der entsprechenden Signale. Während der Wirkung der voreilenden oder nacheilenden Impulse zieht bzw. gibt die Ausgangsschaltung Strom ab, und die am Ausgang erhaltene mittlere Spannung hängt von der Phasendifferenz ab, wie in Fig. 4 gezeigt. Der Betrieb dieser Schaltung ist vollständig unabhängig vom Arbeitszyklus der Eingangssignale (im Gegensatz zu der oben diskutierten Phasenkomparatorschaltung vom Typ 1). Ein weiterer Vorteil ist, dass es überhaupt keine Ausgabe gibt, wenn die Eingangssignale synchron sind. Dadurch entsteht am Ausgang keine „Welligkeit“, die bei Typ-1-Phasendetektoren eine periodische Phasenmodulation verursacht.
Hier sind die vergleichenden Eigenschaften der beiden Haupttypen von Phasendetektoren: Tabelle 1
Es gibt noch einen weiteren Unterschied zwischen diesen beiden Arten von Phasendetektoren. Der Ausgang eines Detektors vom Typ 1 erfordert immer eine nachträgliche Filterung im Regelkreis (mehr dazu weiter unten). Somit wirkt das Schleifenfilter in einer Typ-1-Detektor-PLL als Tiefpassfilter, das logische Signale mit voller Amplitude glättet. Dabei sind immer Restpulsationen vorhanden, deren Folge periodische Phasenschwingungen sind. In Schaltungen, in denen die PLL zur Frequenzvervielfachung oder -synthese verwendet wird, führt dies zu einer "lateralen Phasenmodulation" des Ausgangssignals. Im Gegensatz dazu erzeugt ein Typ-2-Detektor nur dann Ausgangsimpulse, wenn es eine Phasenfehlanpassung zwischen dem Referenzsignal und dem VCO-Signal gibt. Wenn keine Fehlanpassung vorliegt, verhält sich der Detektorausgang wie ein offener Schaltkreis, und der Schleifenfilterkondensator fungiert als Speichergerät, das die Spannung speichert, bei der der VCO die gewünschte Frequenz beibehält. Wenn sich die Frequenz des Referenzsignals ändert, erzeugt der Phasendetektor eine Reihe kurzer Impulse, die den Kondensator auf die neue Spannung laden (oder entladen), die erforderlich ist, um den VCO wieder synchron zu machen. Spannungsgesteuerte Generatoren. Eine wichtige Komponente der Phasenregelkreissysteme ist der Oszillator, dessen Frequenz vom Ausgang des Phasendetektors gesteuert werden kann. Einige PLL-ICs enthalten einen VCO, wie das Leitungselement 565 und ein CMOS-Element 4046. Es gibt auch separate VCO-ICs, wie den 4024 (zusätzlich zum oben erwähnten 4044 TTL-Phasendetektor) oder verschiedene TTL-Elemente der 74xx-Serie ( zum Beispiel , 74S124 und 74LS324-327). Eine weitere interessante Klasse von VCOs sind Oszillatoren mit sinusförmigem Ausgang (8038, 2206 usw.). Sie erzeugen eine reine Sinuswelle mit verzerrten Eingangssignalen. Tabelle 2 bietet eine Zusammenfassung der verschiedenen VCOs. Tabelle 2
Beachten Sie, dass die VCO-Frequenz nicht den Beschränkungen von Logikschaltungen unterliegt. Sie können beispielsweise einen Hochfrequenzgenerator mit einem Varaktor (Diode mit variabler Kapazität) verwenden (Abb. 5).
Ohne näher darauf einzugehen, stellen wir fest, dass sogar ein Mikrowellengenerator (GHz) auf der Grundlage eines reflektierenden Klystrons verwendet werden kann, das durch Ändern der Spannung über dem Reflektor abgestimmt wird. Natürlich muss eine PLL-Vorrichtung mit solchen Oszillatoren einen HF-Phasendetektor enthalten. PLL-Systeme erfordern nicht, dass der VCO in Frequenz über Spannung zu linear ist. Bei einer erheblichen Nichtlinearität ändert sich der Übertragungskoeffizient jedoch mit der Frequenz, und es muss ein größerer Stabilitätsspielraum bereitgestellt werden. PLL-Design Schließen des Regelkreises. Am Ausgang des Phasendetektors wird ein Fehlersignal erzeugt, das dem Vorhandensein einer Phasendifferenz zwischen dem Eingangs- und dem Referenzsignal zugeordnet ist. Die VCO-Eingangsspannung steuert seine Frequenz. Es mag den Anschein haben, dass es zum Erstellen eines geschlossenen Regelkreises ausreicht, ihn mit einer Rückkopplungsschaltung mit einer bestimmten Verstärkung abzudecken, wie dies in Schaltungen mit Operationsverstärkern der Fall ist. Hier gibt es jedoch einen wesentlichen Unterschied. In herkömmlichen Schaltungen ist die Größe, die durch die Rückkopplung gesteuert wird, gleich oder zumindest proportional zu der Größe, die gemessen wird, um das Fehlersignal zu erzeugen. Beispielsweise wird in einem Verstärker die Ausgangsspannung gemessen und die Eingangsspannung entsprechend angepasst. Die Integration erfolgt im PLL-System. Wir messen die Phase und wirken auf die Frequenz ein, und die Phase ist das Integral der Frequenz. Dadurch ergibt sich eine 90°-Phasenverschiebung im Regelkreis. Da der in den Schleifenrückkopplungspfad eingeführte Integrator eine zusätzliche Phasenverzögerung von 90° mit sich bringt, kann es bei Frequenzen, bei denen die Gesamtschleifenverstärkung eins ist, zu Selbsterregung kommen. Die einfachste Lösung besteht darin, alle anderen Elemente aus der Schaltung auszuschließen, die zumindest bei Frequenzen, bei denen die Gesamtschleifenverstärkung nahe bei Eins liegt, zu einer Phasenverzögerung führen. Schließlich sind Operationsverstärker über fast ihren gesamten Frequenzbereich um 90° phasenverschoben und funktionieren trotzdem gut. Dies ist der erste Ansatz zur Lösung des Problems, dessen Ergebnis die sogenannte „Kontur erster Ordnung“ ist. Es ähnelt dem PLL-Blockdiagramm oben, jedoch ohne Tiefpassfilter. Solche Systeme erster Ordnung werden zwar vielfach eingesetzt, besitzen aber nicht die notwendigen "Schwungrad"-Eigenschaften, also Rauschen oder Schwankungen des Eingangssignals zu glätten. Da außerdem der Ausgang des Phasendetektors den VCO direkt steuert, kann eine konstante Phasenbeziehung zwischen dem VCO-Ausgangssignal und dem Referenzsignal in der Schleife erster Ordnung nicht aufrechterhalten werden. Die Schleife zweiter Ordnung zur Vermeidung von Instabilitäten enthält einen zusätzlichen Tiefpassfilter in der Rückkopplungsschleife. Dadurch tritt eine Glättungseigenschaft auf, der Erfassungsbereich wird schmaler und die Erfassungszeit verlängert sich. Darüber hinaus sorgt, wie unten gezeigt wird, eine Schleife zweiter Ordnung mit einem Phasendetektor vom Typ 2 für eine Synchronisation mit einer Phasendifferenz von Null zwischen dem Referenzsignal und dem Ausgang des VCO. Schleifen zweiter Ordnung werden fast überall verwendet, da das PLL-System in den meisten Anwendungen kleine Schwankungen in der Phase des Ausgangssignals liefern muss, sowie einige Speicher- oder "Schwungrad"-Eigenschaften haben muss. Schaltkreise zweiter Ordnung ermöglichen eine hohe Verstärkung bei niedrigen Frequenzen, was zu einer erhöhten Stabilität führt (ähnlich wie bei rückgekoppelten Verstärkern). Betrachten wir nun ein Beispiel für die Verwendung der PLL. Frequenzmultiplikator. Entwicklungsbeispiel. PLL-Systeme werden häufig verwendet, um Signale zu erzeugen, deren Frequenz ein Vielfaches der Eingangsfrequenz ist. Bei Frequenzsynthesizern wird die Ausgangsfrequenz durch Multiplizieren einer ganzen Zahl n mit der Frequenz eines stabilisierten Niederfrequenz-Referenzsignals (z. B. 1 Hz) erhalten. Die Zahl n wird in digitaler Form eingestellt, und der abstimmbare Zahlengenerator kann von einem Computer aus gesteuert werden. In prosaischeren Fällen können Sie die Verwendung eines PLL-Geräts finden, um eine Taktfrequenz zu erzeugen, die mit einer bereits in diesem Gerät verfügbaren Referenzfrequenz synchronisiert ist. Nehmen wir zum Beispiel an, dass ein zweistufiger ADC ein Taktsignal mit 61,440 kHz benötigt. Bei dieser Frequenz werden 7,5 Messungen pro Sekunde erhalten; die erste Stufe dauert 4096 Taktzyklen (man erinnere sich, dass in zweistufigen ADCs die Dauer dieser Stufe konstant ist), und die maximale Dauer der zweiten Stufe beträgt 4096 Zyklen. Charakteristisch für die PLL-Schaltung ist, dass das Taktsignal mit einer Frequenz von 61,440 kHz auf die Netzfrequenz von 60 Hz (61,440=60x1024) synchronisiert werden kann, wodurch Sie Netzstörungen am Wandlereingang vollständig unterdrücken können. Betrachten wir zunächst die Standard-PLL-Schaltung (Abb. 6), die einen zusätzlichen Zähler enthält - einen Frequenzteiler durch n, der zwischen den VCO-Ausgang und den Phasendetektor geschaltet ist.
Das Diagramm zeigt die Übertragungskoeffizienten jedes Funktionselements der Schaltung, was uns bei der Berechnung der Stabilität hilft. Wir bemerken insbesondere, dass der Phasendetektor die Phase in Spannung umwandelt und der VCO wiederum die Spannung in die zeitliche Ableitung der Phase umwandelt, dh in Frequenz. Somit kann davon ausgegangen werden, dass, wenn wir die Phase als Eingangsvariable betrachten, der VCO als Integrator wirkt. Eine feste Fehlereingangsspannung verursacht einen linear ansteigenden Phasenfehler am Ausgang des VCO. Das Tiefpassfilter und der Frequenzteiler durch n haben Verstärkungen von weniger als eins. Stabilität und Phasenverschiebungen Abbildung 7 zeigt die Bode-Diagramme, die es uns ermöglichen, die Stabilität der PLL zweiter Ordnung zu bewerten.
Der VCO arbeitet als Integrator mit einer Zeitkonstante von 1/f und einer Phasenverzögerung von 90° (d. h. die Zeitkonstante ist proportional zu 1/jw und der Kondensator wird von der Stromquelle geladen). Um einen Phasenabstand (die Differenz zwischen 180° und einer Phasenverschiebung bei einer Frequenz, bei der die Gesamtverstärkung der Schaltung gleich 1 ist) zu erzeugen, wird ein Widerstand in Reihe mit dem Kondensator im Tiefpassfilter geschaltet, Verhindern eines Stabilitätszusammenbruchs bei einigen Frequenzen (Einführen von "Null" der Übertragungsfunktionen). Die Kombination der VCO- und Filtereigenschaften ergibt das in der Abbildung gezeigte Bode-Diagramm für die Gesamtschleifenverstärkung. Solange die Flankensteilheit des Frequenzgangs 6 dB/Oktave (im Bereich der Einheitsverstärkung) beträgt, ist die Schleife stabil. Dies wird durch die Verwendung eines Lead-Lag-Tiefpassfilters und durch die richtige Wahl seiner Eigenschaften erreicht (sowie in den Lead-Lag-Phasenkompensationsschaltungen von Operationsverstärkern). Wie das geht, zeigen wir im nächsten Abschnitt. Berechnung des Übertragungskoeffizienten Abbildung 8 zeigt die PLL-Schaltung für einen Frequenzsynthesizer von 61 Hz. Der Phasendetektor und der VCO sind Teil einer PLL, die auf einem CMOS-IC vom Typ 440 basiert.
In dieser Schaltung kommt eine frontseitig arbeitende Variante des Phasendetektors zum Einsatz, wobei der IC 4046 beide Möglichkeiten bietet. Der Ausgang der Schaltung wird von einem Paar gepulster CMOS-Transistoren gebildet, die gepulste Signale mit Pegeln von Ucc oder 0 V liefern.Tatsächlich handelt es sich um einen Ausgang mit drei Zuständen, der zuvor betrachtet wurde, da, abgesehen von den Momenten der Phasenfehlerimpulse, er befindet sich in einem hohen Zustand Ausgangswiderstand. Die maximale und minimale VCO-Frequenz, eingestellt durch die Steuerspannungspegel von 0 V und Ucc, werden durch die Wahl der Widerstände R1 und R2 und des Kondensators C1 gemäß den Nenndaten bestimmt. Aus den technischen Daten des Elements 4046 kann man einen wesentlichen Nachteil der Schaltung feststellen: die hohe Empfindlichkeit gegenüber der Stabilität der Versorgungsspannungen. Die Auswahl der restlichen Elemente der Kontur erfolgt nach den Standardverfahren für die PLL. Sobald der VCO-Bereich ausgewählt ist, bleibt nur noch das Design des Tiefpassfilters, der ein sehr kritischer Teil des Systems ist. Beginnen wir mit der Berechnung der Verstärkung des gesamten Regelkreises. Tabelle 3 zeigt die Berechnungsformeln für einzelne Komponenten (gemäß Abb. 6). Tabelle 3. Berechnung der PLL-Verstärkung Die Berechnungen sollten sorgfältig durchgeführt werden und die Frequenz f und die Kreisfrequenz w oder Hertz nicht mit Kilohertz verwechselt werden. Bisher haben wir nicht nur den Koeffizienten Kj bestimmt. Sie kann bestimmt werden, indem ein Ausdruck für die Gesamtverstärkung der Schleife geschrieben wird, aber denken Sie zuerst daran, dass der VCO ein Integrator ist, und schreiben Sie:
Daher ist der Gesamtgewinn
Jetzt wählen wir die Frequenz, bei der die Verstärkung gleich Eins wird. Die Idee ist, dass die einzelne Übertragungsfrequenz hoch genug gewählt wird, damit die Schleife Änderungen in der Eingangsfrequenz richtig verfolgen kann, aber auch niedrig genug, um Rauschen und Spitzen im Eingangssignal zu glätten. Beispielsweise muss ein PLL-System, das zum Demodulieren von FM-Eingangssignalen oder zum Decodieren einer Folge von Hochgeschwindigkeitstönen ausgelegt ist, schnell sein (für FM-Signale muss die Schleifenbandbreite zum Eingangssignal passen, d. h. gleich der maximalen Modulationsfrequenz sein, und für die Tondecodierung muss die Zeitkonstantenschleife kleiner sein als die Dauer des Tons). Da dieses System andererseits darauf ausgelegt ist, bestimmte Werte einer stabilen oder sich langsam ändernden Eingangsfrequenz zu verfolgen, muss es eine niedrige Einzelübertragungsrate haben. Dadurch wird das "Phasenrauschen" am Ausgang reduziert und eine Unempfindlichkeit gegenüber Interferenzen und Störungen am Eingang bereitgestellt. Selbst kurze Unterbrechungen des Eingangssignals sind kaum wahrnehmbar, da der Filterkondensator die Spannung speichert, wodurch der VCO weiterhin die erforderliche Ausgangsfrequenz erzeugt. Unter Berücksichtigung des Gesagten wählen wir die Frequenz einer Einzelübertragung f2 gleich 2 Hz oder 12,6 rad/s. Dies liegt weit unter der Referenzfrequenz, und es ist unwahrscheinlich, dass Netzfrequenzabweichungen diesen Wert überschreiten (denken Sie daran, dass elektrische Energie von großen Generatoren mit großer mechanischer Trägheit erzeugt wird). Der Knickpunkt der Tiefpasskennlinie (seine "Null") wird in der Regel bei einer Frequenz kleiner f gewählt2 3-5 Mal, was einen ausreichenden Phasenspielraum bietet. Erinnern Sie sich, dass die Phasenverschiebung einer einfachen RC-Schaltung von 0 bis 90° im Frequenzbereich von 0,1 bis 10 relativ zu der Frequenz von -3 dB ("Pole") variiert, bei der die Verschiebung 45° beträgt. Wählen wir also die Nullfrequenz gleich 0,5 Hz oder 3,1 rad/s (Abb. 9). Der Knickpunkt f1 bestimmt die Zeitkonstante R4C2 : R4C2=1/2pf1. Nehmen wir vorläufig an: C2=1 uF und R4=330 kOhm. Jetzt bleibt nur noch der Wert des Widerstands R3 unter der Bedingung zu wählen, dass der Übertragungskoeffizient bei der Frequenz f gleich eins ist2. Nachdem wir diese Operation durchgeführt haben, stellen wir fest, dass R3 \u4,3d XNUMX MΩ.
Übung. Überprüfen Sie, ob mit den ausgewählten Filterkomponenten die Verstärkung bei f2 = 2,0 Hz tatsächlich 1,0 beträgt. Manchmal sind die erhaltenen Werte der Filterparameter unpraktisch und Sie müssen sie neu berechnen oder die Einheitsverstärkungsfrequenz leicht verschieben. Diese Werte sind für eine CMOS-PLL akzeptabel (typischer VCO-Eingangswiderstand ist 1012 Ohm) und bei einer PLL auf Bipolartransistoren (z. B. Typ 4044) müssen Sie den Widerstand möglicherweise mit einem Operationsverstärker anpassen. Um den Entwurf des Filters in diesem Beispiel zu vereinfachen, wurde ein flankengeschalteter Phasendetektor vom Typ 2 verwendet. Diese Lösung ist in der Praxis aufgrund der starken Netzwerkinterferenz möglicherweise nicht die beste. Durch sorgfältige Auswahl der analogen Eingangsschaltung (z. B. kann ein Schmitt-Trigger verwendet werden) kann eine gute Schaltungsleistung erzielt werden. Andernfalls wird empfohlen, einen XOR-Phasendetektor vom Typ 1 zu verwenden. Versuch und Irrtum Methode Es gibt Menschen, für die die Kunst beim Entwerfen elektronischer Schaltungen darin besteht, die Filterparameter zu ändern, bis die Schaltung funktioniert. Wenn der Leser einer von ihnen ist, dann sollte er seine Herangehensweise an dieses Thema ändern. Vermutlich wegen solcher Entwickler haben PLL-Systeme einen schlechten Ruf, weshalb wir eine ausführliche Berechnung vorgenommen haben. Versuchen wir dennoch, den Entwicklern mit der Trial-and-Error-Methode zu helfen: R3C2 bestimmt die Glättungszeit der Kontur und das Verhältnis R4 / R3 - Dämpfung, dh das Fehlen einer Überlastung während des Frequenzsprungs. Wir empfehlen, mit R4=0,2R3 zu beginnen. Takterzeugung für Videoterminals Ein mit einer Netzfrequenz von 60 Hz synchronisierter Hochfrequenzgenerator kann erfolgreich zur Erzeugung von Taktsignalen in alphanumerischen Computerendgeräten eingesetzt werden. Die Standardausgabegeschwindigkeit von Informationen auf Videodisplays beträgt 30 Bilder pro 1 s. Da Netzwerkstörungen fast immer vorhanden sind, selbst wenn sie klein sind, beginnt das Bild langsam zu "rollen". Dies passiert, wenn keine exakte Synchronisation zwischen der Netzfrequenz und dem vertikalen Kanal des Displays besteht. Eine gute Möglichkeit, dieses Problem zu lösen, ist die Verwendung des PLL-Systems. In diesem Fall sollte ein Hochfrequenz-VCO (mit einer Frequenz von etwa 15 MHz, einem Vielfachen von 60 Hz) verwendet werden, und die durch Teilen dieser Haupt-Hochfrequenztaktfolge erhaltenen Signale sollten verwendet werden, um die Punkte jedes Zeichens sequentiell zu bilden , Zeilenlänge und Anzahl der Zeilen im Rahmen. PLL-Erfassung und -Verfolgung Offensichtlich bleibt die PLL synchron, solange das Eingangssignal nicht aus dem zulässigen Bereich der Rückkopplungssignale fällt. Eine interessante Frage ist der anfängliche Eintritt des Systems in den Synchronismus. Die anfängliche Frequenzfehlanpassung erzeugt ein periodisches Differenzfrequenzsignal am Ausgang des Phasendetektors. Die Welligkeit nimmt nach dem Filtern ab und es erscheint ein konstantes Fehlersignal. Erfassungsprozess. Die Antwort auf die Frage ist nicht so einfach. Steuersysteme erster Ordnung sind immer synchron, da es keine Dämpfung des Fehlersignals bei niedriger Frequenz gibt. Die Schleifen zweiter Ordnung können abhängig von der Art des Phasendetektors und der Bandbreite des Tiefpassfilters sowohl synchron als auch asynchron sein. Außerdem hat der XOR-Phasendetektor vom Typ 1 eine begrenzte Erfassungsbandbreite, die von der Filterzeitkonstante abhängt. Dieser Umstand kann genutzt werden, wenn man ein PLL-System aufbauen muss, das nur in einem bestimmten Frequenzbereich synchronisieren soll. Der Verriegelungsvorgang ist wie folgt: Wenn das Phasenfehlersignal bewirkt, dass die VCO-Frequenz auf die Referenzfrequenz konvergiert, ändert sich die Fehlerwellenform langsamer und umgekehrt. Da dieses Signal asymmetrisch ist, treten langsamere Änderungen in dem Teil des Zyklus auf, in dem sich fgun fop nähert. Als Ergebnis versetzt eine durchschnittliche DC-Spannung ungleich Null die PLL in den Verriegelungsmodus. Die VCO-Eingangsspannung ändert sich während des Erfassungsprozesses, wie in Abbildung 10 gezeigt. Beachten Sie die letzte Spitze (Überschwingen) im Diagramm; Der Grund dafür ist sehr interessant. Selbst wenn die VCO-Frequenz den erforderlichen Wert erreicht (wie durch den Spannungspegel am VCO-Eingang angezeigt), bedeutet dies nicht, dass das System notwendigerweise eingerastet ist, da sich herausstellen kann, dass kein Gleichtakt vorliegt. Dies kann dazu führen, dass die Kurve überschwingt. Es ist offensichtlich, dass der Erfassungsprozess in jedem Fall unterschiedlich ablaufen wird.
Erfassungs- und Verfolgungsstreifen Wenn ein XOR-Phasendetektor vom Typ 1 verwendet wird, wird die Erfassungsbandbreite durch die Zeitkonstante des Tiefpassfilters begrenzt. Dies ist sinnvoll, da bei einer großen anfänglichen Frequenzdifferenz das Fehlanpassungssignal durch das Filter so stark gedämpft wird, dass es niemals zu einer Erfassung kommen kann. Offensichtlich verengt eine Erhöhung der Zeitkonstante des Tiefpassfilters das Erfassungsband, was einer Verringerung der Schleifenverstärkung entspricht. Es stellt sich heraus, dass es bei einem entlang Fronten arbeitenden Phasendetektor keine derartigen Beschränkungen gibt. Die Tracking-Bandbreite für beide Arten von Schaltungen hängt vom VCO-Steuerspannungsbereich ab. Einige Beispiele für die Verwendung von PLLs Wir haben bereits die Verwendung von PLLs in Frequenzsynthesizern und Frequenzvervielfachern erwähnt. Was letzteres betrifft, so ist die Zweckmäßigkeit der Verwendung der PLL, wie aus dem betrachteten Beispiel ersichtlich, so offensichtlich, dass es keinen Zweifel an der Verwendung der PLL geben sollte. Einfache Multiplikatoren (also Hochfrequenztakte für digitale Systeme) haben nicht einmal Probleme mit Referenzjitter, und Systeme erster Ordnung können recht gut verwendet werden. Betrachten wir einige Anwendungen der PLL, die aus Sicht verschiedener Einsatzgebiete interessant sind. FM-Signalerkennung Bei der Frequenzmodulation werden Informationen kodiert, indem die Frequenz des Trägersignals proportional zur Änderung des Informationssignals geändert wird. Es gibt zwei Methoden zur Wiederherstellung modulierter Informationen: Verwendung von Phasendetektoren oder PLL. Der Begriff „Detektion“ bezieht sich hier auf ein Demodulationsverfahren. Im einfachsten Fall wird die PLL mit dem eingehenden Signal synchronisiert. Die Spannung, die an den VCO angelegt wird und seine Frequenz steuert, ist proportional zur Eingangsfrequenz und stellt daher das erforderliche demodulierte Signal dar (Abbildung 11). In einem solchen System muss die Filterbandbreite groß genug gewählt werden, um das modulierte Signal durchzulassen. Mit anderen Worten: Die PLL-Reaktionszeit sollte im Vergleich zur Reichweite des rekonstruierten Signals kurz sein. Der PLL sollte kein Signal zugeführt werden, das über einen Kommunikationskanal übertragen wird; Hier können Sie die „Zwischenfrequenz“ nutzen, die im Mischer des Empfängers bei der Frequenzumwandlung entsteht. Diese FM-Erkennungsmethode erfordert einen hochlinearen VCO, um Verzerrungen bei Audiofrequenzen zu vermeiden.
Die zweite FM-Erkennungsmethode verwendet nur den Phasendetektor und nicht die PLL. Das Prinzip ist in Abbildung 12 dargestellt. Das ursprüngliche Eingangssignal und das gleiche phasenverschobene Signal werden dem Phasendetektor zugeführt, an dessen Ausgang eine bestimmte Spannung erscheint.
Die Phasenverschiebungsschaltung ändert die Phasenverschiebung linear mit der Frequenz (normalerweise unter Verwendung von resonanten LC-Schaltungen). Somit ist das Ausgangssignal des Demodulators linear abhängig von der Ausgangsfrequenz. Diese Technik wird "doppelt ausgeglichene Quadratur-FM-Erkennung" genannt. Es wird in vielen ICs verwendet, um den Zwischenfrequenz-Verstärker/Detektorpfad zu implementieren (z. B. Typ CA3089). AM-Signalerkennung Betrachten Sie die Verfahren, die eine Proportionalität zwischen dem Ausgangssignal und dem Momentanwert des Amplituden-Hochfrequenzsignals sicherstellen. Üblicherweise wird dazu das Richten verwendet (Abb. 13).
Fig. 14 veranschaulicht das ursprüngliche Verfahren unter Verwendung des PLL" ("Homodyne Detection Method"). Das PLL-System erzeugt Rechteckimpulse derselben Frequenz wie die Frequenz des modulierten Trägers. Nach Multiplizieren des Eingangssignals mit dem Ausgangssignal des PLL, a Eine Art Vollwellengleichrichtung wird erhalten, danach bleibt nur noch der Rest der Trägerfrequenz mit einem Tiefpassfilter zu entfernen, um eine modulierte Hüllkurve zu erhalten. Wenn ein XOR-Phasendetektor verwendet wird, ist das Ausgangssignal um 90 ° aus der Phase in Bezug auf das Referenzsignal. Daher müssen Sie zwischen der PLL und dem Multiplikator eine Phasenverschiebungsschaltung mit einer Phasenverschiebung von 90 ° einbauen.
Taktsynchronisierung und Signalwiederherstellung. In digitalen Signalübertragungssystemen werden Informationen in serieller Form über einen Kommunikationskanal übertragen. Diese Informationen können digitaler Natur oder das digitale Äquivalent analoger Informationen sein, wie es bei der Pulscodemodulation (PCM) der Fall ist.Eine ähnliche Situation tritt auf, wenn digitale Informationen von einem Magnetbandoder einer Platte decodiert werden.In beiden Fällen treten Interferenzen oder Änderungen auf auftretende Frequenz der Pulse (z. B. durch Bandzug) und es ist erforderlich, ein unverzerrtes Taktsignal mit der gleichen Frequenz wie die Frequenz der ankommenden Information zu erhalten. PLL-Systeme werden in dieser Anwendung empfohlen, da ein Tiefpassfilter, z B. nur dazu beitragen, Rauschen und Pickups zu eliminieren, wäre aber nicht in der Lage, langsame Änderungen der Bandgeschwindigkeit zu verfolgen. Literatur:
Autoren: Paul Horowitz, Harvard University, Winfield Hill. Veröffentlichung: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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